正负脉冲电源用双重保护电路的研究

中心议题：

• 针对正负脉冲电源中对IGBT保护的要求
• 保护电路的控制电路

正负脉冲电源的解决方案：

• 双重保护控制电路

摘　要：针对正负脉冲电源中对IGBT保护的要求，提出并分析了一种廉价而简洁的、适用于各种保护电路的控制电路，给出了设计时需要注意的问题。该控制电路对于实际操作中可能遇到的过载、瞬时过流、短路等现象能进行很好的监测和控制。

在材料保护领域，等离子体表面处理、阳极氧化、微弧氧化、脉冲电镀等新技术正在国内兴起。工业生产需要的特种电源以大功率正负脉冲电源为先进的一种。电源的研制过程中，绝缘栅双极型晶体管(IGBT)始终是功率开关器件的首选。他集MOSFET的输入阻抗高、驱动容易、开关速度快、无二次击穿和GTR的通态压降低、高压大电流化容易等优点于一体，是目前脉冲电源中的主要功率开关器件。IGBT的可靠工作是脉冲电源可靠工作的基础，在对IGBT的保护中，过流保护是关键技术之一，脉冲电源能否稳定、可靠地工作，很大程度上取决于过流检测保护电路设计的优劣。

1　典型控制方案

1．1　IGBT的失效机理

IGBT在短路和过流时，如不迅速加以保护就会导致器件失效，其主要原因有：超过热极限、发生擎住效应、器件过压击穿等。

(1)超过热极限　器件短路时的功耗将导致器件芯片温度迅速上升。若温度超过250℃，由于芯片材料硅的本征化将会导致IGBT迅速热击穿而损坏。

(2)发生擎住效应　IGBT结构上存在寄生晶闸管，在极大的短路电流下关断IGBT时极易发生动态擎住导致器件损坏。

(3)器件过压击穿　大电流下关断IGBT时极大的dI/dt在回路电路中产生的关断电压尖峰有可能使IGBT因雪崩击穿而损坏。

1．2　IGBT的特性曲线

图1是IGBT短路时的输出特性。他说明IGBT的短路电流Isc随电源电压VCC增加而增加，同时也随栅极驱动电压VGE增加而增加，因此栅极驱动电压VGE的幅值不宜过大。

图2是IGBT的允许短路时间tSC，短路电流Isc与栅极驱动电压的关系，由图2可知，当IGBT短路时，及时减小VGE可以使ISC减小和延长。

图3是IGBT的饱和导通压降VCES和集电极电流Ic的关系。该图表明，VCES和Ic近似成线性关系，因此，可以通过检测集电极电位来判断IGBT是否过流。

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1．3　常用检测电路

根据以上IGBT的3个特性曲线，利用通过检测集电极饱和压降来判断IGBT是否过流这一原理，可以派生出很多检测电路。其中较为常见的电路如图4所示［1］。

此电路由一比较器实现。图4中D为高反压快速恢复二极管，电位器W用于调整V＋。当管子正常导通不过流时，Vce＋Vd(Vd为二极管D的正向导通压降)低于V＋，比较器输出高电平；当发生过流时，Ic急剧增加，使 Vce上升很多，有Vce＋Vd高于V＋，比较器输出低电平，通过光耦产生过流保护信号(低电平有效)。

虽然通过检测其集电极电压来判断IGBT工作电流是否过大的方法最直接，但在电路设计时遇到2个问题：

(1)IGBT通态时，Vce只有几伏电压，IGBT关断时，Vce却有几百伏电压，相差如此大的检测信号怎样协调统一。因检测电路直接与控制电路相连，所以不希望有强电信号进入，以免干扰和冲击控制电路。

(2)由于IGBT管在快速大电流能断状态下工作，要求检测电路输入阻抗高，输入电容小。鉴于以上两点，选择舍弃通过检测集电极电压来判断IGBT工作电流是否过大的方法，而考虑在主回路上直接进行检测。

2　双重保护控制电路

2．1　主电路原理图

主电路为载波电路，如图5所示。

图5中I1，I2为采样电流，V1，V2为采样电压。I1，V1分别为正向电流和正向电压；I2，V2分别为反向电流和反向电压。

2．2　控制系统原理图控制电路如图6所示。

图6中LM358为反向放大器，LM324为比较器，PT为保护电路的控制信号(高电平有效)。这里，比较器选择的依据是：由图2中IGBT的驱动栅压 VGE与Isc和允许过流时间tsc的关系知，当VGE＝15 V时，该器件承受250 A的过流冲击时间仅为5μs。如果在过流开始时，将栅压降低到10 V，则承受过流的时间可延长到15μs，并且过流幅值也由原来的250 A下降到100 A。当然，由于VGE的降低，将导致IGBT导通压降升高，这将使管子的瞬时热损耗急剧增大。为了防止热损坏，这个时间应足够短，不允许因此而引起热损坏。事实上，过流保护电路的整个响应时间通常小于10μs。因此，选用廉价的LM324基本可以满足设计要求，他的具体指标如下：单电源供电，工作电压 3～ 30 V，输入失调电压低于5 mV，输入到输出传输时延5μs，100 dB带宽大于1 MHz。

2．3　实现功能

这里以反向采样电流I2这一支路为例进行说明。　

采样电流I2经LM358反向放大后在1脚输出，这里分别记LM358的管脚1，2，3，5，6的电压为V1，V2，V3，V5，V6，从图中显然有V1＝V2＝V6。这里V3为瞬时过流保护控制点，V5为持续过流保护控制点。

当V2＜V3时，即没有过流信号出现，此时比较器1脚，7脚输出高电平，D1，D2截止，控制电路不工作。　　

当V3＜V2＜V5时，即有瞬时过流信号出现，比较器1脚输出低电平，7脚仍是高电平，D1导通，D2截止，即只有第一级比较起作用，此时，Q1，Q5导通，LED发光，PT为高电平，启动保护电路。在这种情况下，主回路每瞬时过流一次，LED便亮一下，而后熄灭。也就是说，当过流信号介于比较点V3和 V5之间时，可以实现过流一次保护一次的功能。
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当V2＞V5时，即有持续过流信号出现(如短路时)，比较器 1，7脚为低电平，D1，D2导通，两级比较都起作用，但起决定性作用的还是第2级比较。因为Q2，Q3组成可控硅式结构，当D2导通后，相当于给“可控硅”一个触发信号，Q3马上导通，紧接着Q2也导通，则有LED发光，PT为高电平。此时，即便取样电流I2恢复正常，D1，D2截止，但Q3与Q2仍是导通的，LED一直发光，PT一直处于高电平状态。这也就是说，当过流信号大于短路电流保护控制点V5时，可以实现短路后长期保护的功能。

控制电路中D4的作用是：由于PT外接保护电路，电路中的导线上存在着分布电感，而分布电感上的电流又会反向加在Q2，Q3上，导致Q2，Q3的损坏，故在此加上一个二极管，缓解导线分布电感上电流对开关的冲击。

当检测到瞬时过流信号时，可以通过延时关断一个周期的驱动信号，随后恢复之，进行保护；当检测到短路信号时，可以通过慢降栅压技术［4］来关断IGBT，从而进行保护。对于正向取样电流I1工作原理的分析与反向电流I2相同，在此不加赘述。

2．4　需要注意的问题

(1)电路中要求放大器LM358放大100～200倍，并且他存在失调电压，通常是10 mV左右，而待放大的信号也是很微弱的，一般情况下有几十个mV，但不能排除输入信号低于10 mV的情况。当这种情况发生时，可以在放大前先给输入信号叠加一个10 mV左右的信号以抵消失调电压的影响。如果实际应用中需要稳定性更好、精度更高、放大倍数更大的放大器，则可将LM358换成有正负电源供电的 TL082。

(2)在实际应用中，发现比较器LM324的响应速度还是不理想的，对于频率更高，功率更大的脉冲电源，建议使用 NJU7119(单电源CMOS比较器，工作电压1．8～5．5 V，工作电流100 mA，输出能驱动TTL，CMOS和各种电压电平，输入失调电压低于7 mV，传输延迟时间(tplh/tphl)为160/70 ns)或AD53519(双超快电压比较器，有很强的输入保护，输入到输出传输时延300 ps，差分ECL兼容输出，差分锁存控制，3．0 dB带宽大于2．5 GHz，输出端上升/下降时间为150 ps)。

(3)Q1和Q3的基极和发射极间的电阻选取很重要，也就是R3和 R22的阻值是严格要求的，他们和比较点输出电压(如LM324的1脚和7脚)有密切联系。因为比较器和三极管的供电电压是一样的，而电路要求比较器输出的高电平VH与二极管管压降之和一定要大于Q1和Q3的基极电压VB，即：VH＋VD＞VB，所以可以根据实际需要来选择R3和R22的大小。

3　实验与结论

在本所自行研制的30 kW微弧氧化用正负脉冲电源中，此控制电路起到了很好的监测和控制作用，对于瞬时过流和短路情况的发生，都能给予及时的识别和相应的保护。经过长时间的运行和现场工艺的特殊要求，本设备完全能够应付各种过流现象的产生，确保电源安全可靠工作。

本文介绍的避开检测集电极电位来判断IGBT是否过流的方法，改用直接检测主回路分流器上电流来判断和控制过流，实现电路简单，成本低，可靠性高，动态性能好，已用于脉冲电源的控制单元。